电工优优今天要和大家分享的带可编程增益跨阻放大器和同步检波器的双通道色度计相关信息，接下来我将从带可编程增益跨阻放大器这几个方面来介绍。
跨阻放大器,同步检波器,ADI相关技术文章带可编程增益跨阻放大器和同步检波器的双通道色度计
电路功能与优势
图1所示电路是一个双通道色度计，集成调制光源发射器和同步检波器接收器。电路以三种不同的波长测量样本与参考容器的吸收光线之比。
该电路针对许多化学分析和环境监控仪器提供有效的解决方案，这些仪器仪表用于通过吸收光谱测量浓度和表征材料。
光电二极管接收器调理路径包括可编程增益跨阻放大器，用于将二极管电流转换为电压，并允许分析光吸收情况大不相同的不同液体。16位Σ-Δ型模数转换器（ADC）提供额外的动态范围，确保宽范围光电二极管输出电流具有足够的分辨率。
使用调制光源和同步检波器而非恒流（直流）源可消除环境光线和低频噪声产生的测量误差，并提供更高的精度。
图1. 带可编程增益跨阻放大器和锁定放大器的双通道色度计（原理示意图：未显示所有连接和去耦）
电路描述
AD8618 四通道运算放大器形成三个简单的电流源，以恒定电流驱动LED。 EVAL-SDP-CB1Z产生5 kHz时钟，通过单刀双掷（SPDT）开关 ADG633调制一个LED，以便打开或关闭其电流源的基准电压。将另外两个LED的电流源设为0 V可在不用时将其关闭。
波束分离器将一半光线通过样本容器发送，另一半通过参考容器发送。取决于每个容器中介质的类型和浓度，容器可吸收不同量的光。每个容器另一侧的光电二极管产生少量电流，数量与接收到的光量成比例。
每条通道的第一级包含 AD8615 运算放大器，该运算放大器配置为跨阻放大器，可将光电二极管输出电流转换为电压。 AD8615作为光电二极管放大器，是一个不错的选择，因为它具有极低的输入偏置电流（1 pA）、输入失调电压（100 μV） 和噪声（8 nV/√Hz）。虽然信号随后经交流耦合，在本级中尽量减少直流误差依然很重要，这样可避免损失动态范围。运算放大器输入偏置电流乘以输出端的反馈电阻值，作为失调电压。带增益输出端上的运算放大器输入失调电压取决于反馈电阻和光电二极管分流电阻。此外，流经光电二极管的任何运算放大器输入电压失调都会导致光电二极管暗电流的增加。
图2显示带单反馈电阻的典型跨导放大器及其理想传递函数。
图2. 跨导放大器传递函数
由于某些受测溶液可能具有非常强的吸收特性，因此有时需要使用大反馈电阻以测量光电二极管产生的极小电流，同时要能够测量与高度稀释溶液相对应的大电流。为了解决这一难题，图1中的光电二极管放大器含有两个不同的可选增益。其中一个增益设为33 kΩ，另一个设为1 MΩ。当单SPDT开关连接运算放大器的输出端以便开关反馈电阻时， ADG633的导通电阻可能导致跨阻增益误差
为了避免这个问题，图3显示了一种较好的配置，在该配置中，反馈环路内部的ADG633选择所需电阻，同时第二个开关将系统下一级与所选反馈环路相连。放大器输出端的电压为：
VTIA OUTPUT = IPHOTODIODE × RFEEDBACK
而非
VTIA OUTPUT = IPHOTODIODE × （RFEEDBACK + RON ADG633） ADG633位于反馈环路之外，该级的输出阻抗即为 ADG633的导通电阻（通常 52 Ω），而非与闭环工作时运算放大器输出有关的极低输出阻抗。
请注意，出于稳定性考虑，要求使用反馈电容 CFx，以补偿总输入电容（二极管电容加上运算放大器输入电容）以及反馈电阻 RFx产生的极点。有关此分析的详情，请参见传感器信号调理实用设计技巧中的第5部分。
哪怕诸如 AD8615 这类最好的轨到轨输出放大器都无法完全摆动输出至电轨。此外， AD8615上的输入失调电压可以为负，虽然其数值非常小。 ADR4525基准电压源将光电二极管和放大器偏置到2.5 V，而非使用负电源确保放大器不会被削波，从而可驱动至0 V。电路板的模拟和数字部分采用 5 V线性调节器供电。
图3. 可编程增益跨导放大器
光电二极管放大器输出电压可在2.5 V至5.0 V范围内摆动。对于33 kΩ范围而言，2.5 V输出范围对应满量程光电二极管的电流值为75.8 μA。对于1 MΩ范围而言则对应2.5 μA。使用1 MΩ的增益设置进行操作时，重要的是保护光电二极管不受外界光线影响，以防放大器饱和。虽然下文所述的同步整流器可极大地衰减任何不与LED时钟同步的频率，但如果上一级被衰减，则它无法正常发挥作用。每通道的增益设置可通过 EVAL-SDP-CB1Z板独立选择。
下一级是简单缓冲交流耦合滤波器。滤波器截止频率设为 7.2 Hz；它移除所有输出失调电压，并衰减白炽灯和荧光灯以及其它所有进入光电二极管的杂散光造成的低频光污染。同时， ADR4525的输出还将该电路偏置到2.5 V；因此，该级的输出信号摆幅标称值范围为1.25 V至3.75 V。
紧随交流耦合滤波器之后的电路为同步整流器电路，采用 AD8271 差动放大器和 ADG733 三路SPDT开关组成。 ADG733 内部开关与 AD8271的内部10 kΩ增益设置电阻串联；因此， ADG733 的4.5 Ω最大导通电阻造成的增益误差仅为0.05%，并且温度漂移低于1 ppm/°C。
系统的其余部分使用 ADG633开关，因为它们具有极低的泄漏电流和较低的寄生电容。
当驱动LED的时钟处于高电平状态时， ADG733 内的开关将根据如下简单传递函数配置 AD8271
VO = VIN
其中：
VO为同步检波器的输出。
VIN为同步检波器的输入，范围为2.5 V至3.75 V。
在该配置下，同步整流器用作单位增益放大器。
当驱动LED的时钟处于低电平状态时， ADG733 内的开关将根据如下传递函数配置 AD8271
VO = 2VREF − VIN
其中：
VREF为 ADR4525的2.5 V输出。
VIN范围为1.25 V至2.5 V。
这种情况下，当输入为1.25 V时（交流耦合级可输出的最小电压），同步整流器的输出为3.75 V；而当输入为2.5 V时（交流耦合级的中间电平），同步整流器的输出为2.5 V。在这种配置下，同步整流器的增益为−1，并且在+2.5 V基准电压附近偏置。
图4. 每步的系统框图和时域波形
图4为系统框图，并标出了每级的电压范围。同步整流电路处理后的结果为可变直流电压，变动范围为2.5 V（没有光线到达光电二极管）至3.75 V（满量程光输入）。该输出电压对应1.25 V的满量程输出摆幅。
该电路过滤频率不与LED时钟同步的信号（或奇次谐波，因为时钟波形为方波）。在频域中， AD8271输出端的低通滤波器看上去像一个LED时钟频率附近的带通滤波器。该滤波器的带宽越低，同步整流器就越能抑制带外噪声。出于噪声抑制和建立时间的权衡考虑，该滤波器的截止频率设为16 Hz。必须说明，该滤波器带宽约等于LED时钟。例如，若LED调制为5 kHz，则同步检波器的3 dB通带范围为 4.984 kHz至5.016 kHz。
系统最终级为低噪声、16位、Σ-Δ型ADC AD7798 。该ADC 集成内置的可编程增益放大器（PGA），具有差分输入。将 2.5 V基准电压源与AIN引脚相连，并将PGA增益设为2以便允许它把同步整流器的2.5 V至3.75 V输出映射为满量程16位输出。此外， AD7798的输出滤波器还提供50 Hz和60 Hz下的最低65 dB抑制，进一步衰减同步检波器的所有噪声。
为了验证前端电路不会对系统产生过大的噪声，数据在 LED禁用时采集。同步检波器依然工作在LED时钟频率下，但不会检测到任何与该时钟同步的光信号。因此，它可移除除了 AD8271 和ADC产生的误差之外的所有直流和交流信号。图5显示该配置下的噪声，它针对单个通道的数值低于1 LSB（ADC输入在两个代码之间置中），针对另一个通道为1 LSB峰峰值（ADC输入在两个相邻代码之间位于过渡区域）。此外，需注意测量电压为负，数值为几个mV，这是符合 AD8271典型失调误差分布的预期性能。
图5. LED源禁用时的ADC电压
常见变化
改变光电二极管放大器上反馈电阻的数值即可改变放大器增益。这是一种自定义电路的简单方法，可用于不同光照水平的特定应用。然而，补偿电容也必须改变，以保持带宽，保证放大器的稳定性。
对于极低水平光照测量系统而言，同步检波器的低通滤波器其截止频率可设为低得多的频率值，以便具有最佳性能，但代价是测量周期较长。
由于LED的光输出随温度变化而改变，系统以样本和参考通道的比例进行测量。光电二极管的增益容差最大值为 ±11%；因此，由于LED输出随时间和温度的变化而改变，比例的变动在一定程度上存在漂移。加入光学反馈环路控制幅度后，LED可大幅降低光随温度变化而改变的程度，甚至使单通道精确测量成为可能。图7表示典型200个样本采集期间的参考通道与样本通道读数之比。
图6. 校准后的比例读数（开启红色LED，样本和参考容器中有蒸馏水）
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